转——消除反激式转换器于启动期间MOSFET之过应力 3

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消除反激式转换器于启动期间MOSFET之过应力 3

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由上述组件之寄生电感及电容所产生之电压尖峰及伴随之高频振荡，将对开关管造成应力冲击甚至可能将其损坏，也可能衍生出电源系统之电磁干扰或和电路操作之可靠度问题。适当的缓冲电路(Snubber)可对此高频振荡进行抑制，并对上述问题作有效之改善。 ; q& o1 a! R  j& P3 E. f: Y本应用文件介绍目前广泛应用于反激式转换器之被动式电压箝位RCD缓冲电路，如图十四所示。在开关管关断瞬间，变压器的漏电感电流依原初始方向继续流动，它将分成两路：一路(iDS)在逐渐关断的开关管继续流动；另一路(iSn)经由缓冲电路的二极管(DSn)向电容(CSn)充电。由于CSn上的电压不能突然改变，因而降低了开关管关断电压上升的速率，并把开关管的关断功率损耗转移到了缓冲电路，如图十五：被动式电压箝位RCD缓冲电路电压/电流波形所示。 * e* ^. {' I! X/ F 图十四、附加被动式电压箝位RCD缓冲电路之反激式转换器 / s3 L6 k5 u+ K: d $ J2 N& N: h7 O$ W$ d图十五、被动式电压箝位RCD缓冲电路电压/电流波形 (DCM) 开关管关断瞬间，缓冲电路的二极管导通，变压器的漏电感电流上升斜率(mi_Sn)： . S5 A2 u7 v3 } 其中iSn为缓冲电路流经二极管电流。 缓冲电路的二极管导通时间(tSn)： ! V' e! W6 A- B9 t9 f反激式转换器峰值电流(iDS_Peak)依工作模式不同分为： ; |6 d: [2 \4 ?工作于不连续导通模式(DCM)的开关管峰值电流(iDS_Peak_DCM)： 7 w0 g, r  X4 T * d+ X4 x! }! N% e工作于连续导通模式(CCM)的开关管峰值电流(iDS_Peak_CCM)： 其中Pin为反激式转换器输入功率。 3 o- L8 ?1 P+ W' b缓冲电路之功率损耗(PSn)： 2 a7 }! P  a/ ?1 u其中电容电压(VSn)一般设计为n(Vo+ VF) 的2~2.5倍。 将公式(10)换算至电功率公式可知缓冲电路之电阻(RSn)： 7 }* V) S1 V# S 缓冲电路之电容(CSn)的电压纹波(DVSn)一般设计为电容电压(VSn) 的5~10%。依照伏秒平衡(Volt-Second Balance)之观念，可推导得出缓冲电路之电容(CSn)设计值： ( \; |7 M/ `: L( d& y* {7 q 3 W: J/ u, q' \: j反激式转换器开关管之漏极与源极间的最高电压一般发生于系统工作于最高输入电压并且满载的情况，因此，反激式转换器之被动式电压箝位RCD缓冲电路应以此条件作为电容及电阻的设计依据，而二极管一般应选用快恢复二极管。一个实际的反激式转换器电源系统的开关管所受应力在加入被动式电压箝位RCD缓冲电路前后的对比见图十六，我们可从中看到明显的区别。通过上面的分析和实践，我们可以确信被动式电压箝位RCD缓冲电路设计可有效降低开关管所受应力以避免开关管之损坏，从而提高电路操作之可靠度，也可同时改善高频振荡衍生之电磁干扰问题。 0 W9 e) w7 N' F- M7 P9 r1 G - j7 S: ?, P) n3 P/ E7 g7 K图十六、被动式电压箝位RCD缓冲电路加入前后之开关管应力比较 . @9 F4 z& v1 ^" h+ a. P总结开关组件Power MOSFET扮演着开关式电源转换器的重要角色。反激式转换器(Flyback Converter)拥有初/次级隔离、电路架构简单、零件数少、成本低等特色，因而被广泛应用。反激式转换器开关管(MOSFET)之最大应力不一定发生于满载稳态操作期间，更值得被探讨的可能是“启动期间”。本应用文件从理论阐述及实验佐证全方位、多角度探讨“如何有效消除反激式转换器于启动期间MOSFET之过应力”，从反激式转换器系统的核心——反激式转换器控制器IC的软启动功能，到系统层面的回路稳定度补偿，最后提供应用电路——被动式电压箝位RCD缓冲电路的分析及设计方法。这些理论和方法可供研发工程师在进行反激式转换器电源系统的开发设计时参考，以便降低开关管所受之应力，避免开关管之损坏，提高电路操作之可靠度。

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