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续：控制环路设计的解决思路，5个步骤告诉你！（前三个步骤）
4 b0 Z* M) q- A& j6 [$ v: [: f( H# H. ^" A4 r/ B
04
: O* l; z t+ I4 V6 a如何设计控制环路？
; `# R5 U$ z4 P' _* e% e. Q+ j7 V- Q
* E" U. z: Y3 |0 `
6 k9 J: x: T8 k- F7 n- \ E经常主电路是根据应用要求设计的,设计时一般不会提前考虑控制环路的设计.我们的前提就是假设主功率部分已经全部设计完成,然后来探讨环路设计.环路设计一般由下面几过程组成:
4 {3 K2 n* _5 c' h( O
! O. }* e" @% n+ Y1)画出已知部分的频响曲线.0 K0 G5 O1 x& q5 z2 v4 t. n
. n y/ Y0 C) C/ @0 o o! o; m9 X
2)根据实际要求和各限制条件确定带宽频率,既增益曲线的0dB频率.8 x, \. V# r3 E# t# W9 K
. [& n9 `' X8 J% v8 T) `! S H3)根据步骤2)确定的带宽频率决定补偿放大器的类型和各频率点.使带宽处的曲线斜率为20dB/decade,画出整个电路的频响曲线.
) C P3 N& o9 W' |
! ^+ C2 l: {! u4 s2 j上述过程也可利用相关软件来设计:如Pspice,POWER-4-5-6.一些解释: X# Y/ {6 p0 R5 }: x9 x
& u4 G1 a7 J( W' E" E8 K& Y8 W$ W
' D( ~, g; ?3 B3 y$ J# x
+ X% l# M0 s$ Y# t, ?' K* c9 n8 ?, Y: d* \& d
已知部分的频响曲线是指除Kea(补偿放大器)外的所有部分的乘积,在波得图上是相加.8 s7 B( G& u5 Q3 j$ w# ^
! B% Q3 l8 w. V0 V" m7 g
" t* |& a# v V& y2 p7 y" j3 d9 ~" p% M+ h \
环路带宽当然希望越高越好,但受到几方面的限制:a)香农采样定理决定了不可能大于1/2Fs;b)右半平面零点(RHZ)的影响,RHZ随输入电压,负载,电感量大小而变化,几乎无法补偿,我们只有把带宽设计的远离它,一般取其1/4-1/5;c)补偿放大器的带宽不是无穷大,当把环路带宽设的很高时会受到补偿放大器无法提供增益的限制,及电容零点受温度影响等.所以一般实际带宽取开关频率的1/6-1/10。
' I1 B! C5 g. {: f! l* ]
% h$ W2 z- |/ i: u! h: p. F C! W- `
* w- j5 m: u1 Z1 H' v05- b& A. \9 y% P
反激设计实例+ t! e$ _; x* g8 X3 g% e
: E% g, \( v1 f) z条件:输入85-265V交流,整流后直流100-375V输出12V/5A$ b/ D) {) T# L1 D `
7 Q6 d) ^! V1 f) ]( L: k初级电感量370uH初级匝数:40T,次级:5T Z( E+ k) O9 z0 a2 x5 {1 j, k. S
! l9 @( o) |8 D% c7 R( u次级滤波电容1000uFX3=3000uF震荡三角波幅度.2.5V开关频率100K
' @8 x; y4 _; Y0 ?5 C
# Y2 q5 x& q: t8 x- ?电流型控制时,取样电阻取0.33欧姆
( X& t S$ b0 e+ M7 q( j% B' D
' `* O# R# f& n) ^( r& W! g+ \3 e) B% i/ w3 [* e8 L0 l% r
下面分电压型和峰值电流型控制来设计此电源环路.所有设计取样点在输出小LC前面.如果取样点在小LC后面,由于受LC谐振频率限制,带宽不能很高.1)电流型控制
! \9 m5 s# \+ A/ r3 b' U) u+ g0 q( M$ d
假设用3842,传递函数如下
* A# n" H* f n: M$ G7 ~3 U, e* f: }
6 x/ k% j! J! \
* [* ?* h) Y; K( _
3 c8 R! ^7 d6 h; C) A+ p/ Q2 j/ L* N6 B+ l
2 s9 O- R- W0 z; e& h% G/ N& y; Y% c/ A; u1 U% B5 B
此图为补偿放大部分原理图.RHZ的频率为33K,为了避免其引起过多的相移,一般取带宽为其频率的1/4-1/5,我们取1/4为8K.6 w: M1 ~* _2 C) A! ~* o
+ _9 @, ~7 H$ P8 |* D& U2 d$ D0 k
分两种情况:/ y, b" {5 r+ e a R6 b; N: m, G
( A$ c& V0 b1 t5 @$ r) V5 h* o6 [' YA)输出电容ESR较大8 B0 Y/ r8 }* J2 K1 ?. M2 E' z" `0 `
* C0 J) R( z" j5 A4 ]" U9 B
- M' {; l4 a% n$ f! h+ m" T7 c# e1 H
" e) j* @( S, f. x+ s: A( h3 m9 b, f3 p+ w/ E B- X/ g. o" L
1 V4 B, J8 [7 T, N
- Q( S, z- \$ f, p! T
输出滤波电容的内阻比较大,自身阻容形成的零点比较低,这样在8K处的相位滞后比较小.Phanseangle=arctan(8/1.225)-arctan(8/0.033)-arctan(8/33)=--22度.
* w- G1 ^$ i1 a, g' F$ q; t$ m* y
o% B' ?. \" |" p1 F3 h) @* V6 M5 v6 V8 j4 m+ c, c
另外可看到在8K处增益曲线为水平,所以可以直接用单极点补偿,这样可满足-20dB/decade的曲线形状.省掉补偿部分的R2,C1.
/ J! G4 S$ ]' t2 V
( W( E+ [$ s! U6 n设Rb为5.1K,则R1=[(12-2.5)/2.5]*Rb=19.4K.
4 u5 |% y2 U5 Z+ n3 B
: H# D' L8 ~* b# W8K处功率部分的增益为-20*log(1225/33) 20*log19.4=-5.7dB因为带宽8K,即8K处0dB ~ Y( {* k* s3 D* \! ~
+ W1 F& r7 B* a0 E9 N |
所以8K处补偿放大器增益应为5.7dB,5.7-20*log(Fo/8)=0Fo为补偿放大器0dB增益频率Fo=1/(2*pi*R1C2)=15.427 \# k, H6 C6 K' X; N
3 d7 c7 s$ @6 K) a
C2=1/(2*pi*R1*15.42)=1/(2*3.14*19.4*15.42)=0.53nF相位裕度:180-22-90=68度/ H; L3 q8 I0 Q0 C$ ?
+ z' [% S! b6 g% c8 e9 \) }
5 t8 L1 W" z9 g3 c# f @
2 ~1 D) E+ {. C! M. p2 o
. `9 b# t3 t* B
1 ~! P# M X4 ]* i( ?4 ]! f9 h
, o p" e% b7 _* ]
3 {; M: t$ r8 X, N5 r( H$ Q! M0 {, t" w F) m% {# @9 w
! H8 G" I$ \* \0 p i# ^输出滤波电容的内阻比较大,自身阻容形成的零点比较高,这样在8K处的相位滞后比较大.' F' a* u, V2 P- p% t$ ^
X1 \- |% z6 |2 _ f$ \0 {: B0 RPhanseangle=arctan(8/5.3)-arctan(8/0.033)-arctan(8/33)=-47度.
: [: c$ M3 q+ f5 q G: U3 r- B% d% E; F" J0 p/ I2 c
如果还用单极点补偿,则带宽处相位裕量为180-90-47=43度.偏小.用2型补偿来提升.
2 c# P" S$ s7 F k3 J- A
- e7 I# f: |6 w. u' l三个点的选取,第一个极点在原点,第一的零点一般取在带宽的1/5左右,这样在带宽处提升相位78度左右,此零点越低,相位提升越明显,但太低了就降低了低频增益,使输出调整率降低,此处我们取1.6K.第二个极点的选取一般是用来抵消ESR零点或RHZ零点引起的增益升高,保证增益裕度.我们用它来抵消ESR零点,使带宽处保持-20db/10decade的形状,我们取ESR零点频率5.3K" {+ L2 _7 O% I/ Y% h; J
" O k$ E5 K8 x0 t, b: o4 i
9 f" M& L( U$ q1 K6 V- B0 |/ D5 I
数值计算:1 D/ M4 G1 l5 m+ [ ~* W
9 n7 d3 Z* b1 _7 A8K处功率部分的增益为-20*log(5300/33) 20*log19.4=-18dB
& X% t$ v! ?2 B8 n/ O4 X- j! q- S, b& ?8 V! y _: G' ]8 d& q2 I: V; T
因为带宽8K,即最后合成增益曲线8K处0dB! r* L3 N0 u) x: X& Y
+ U# _7 H. \9 b/ H" s
所以8K处补偿放大器增益应为18dB,5.3K处增益=18 20log(8/5.3)=21.6dB水平部分增益=20logR2/R1=21.6
( o0 A' D% I/ B; G' T6 k9 a' A1 M5 V3 [5 t
推出R2=12*R1=233Kfp2=1/2*pi*R2C2
" |# M# { v; x7 E! O. {/ l& _: ]! v( Q& i8 H- m
推出C2=1/(2*3.14*233K*5.4K)=127pF.fz1=1/2*pi*R2C1" h) I. q" u* u
6 P" l# g1 x8 d+ F$ L; I
推出C1=1/(2*3.14*233K*1.6K)=0.427nF.
. ^4 a% }$ o1 |" u* l( l _7 e7 ?$ B- ?7 j
+ `, S( w. c+ j+ p- t
* `& b: K+ I3 C y4 r% |% t9 \相位
! @$ [, r Z: p6 D$ T/ X7 e# ?3 i* \) J0 W
' ?, G! V. `" N: l; X& h8 Y
A! ]6 l, Z5 O# ^! M/ N- n9 J/ _
+ m/ D% \3 J1 |. |5 u0 I- z
L7 ^* s4 O, W& C1 K( `, l
. J& `8 b( t1 z4 Bfo为LC谐振频率,注意Q值并不是用的计算值,而是经验值,因为计算的Q无法考虑LC串联回路的损耗(相当于电阻),包括电容ESR,二极管等效内阻,漏感和绕组电阻及趋附效应等.在实际电路中Q值几乎不可能大于4—5.$ s+ C* r& M1 j& x$ m) d! d& a. ]
9 u Q( ^+ C- P) v2 U2 Y
1 ~# v' M2 i8 S% u
: j" n# V3 ?/ H3 \
( w* M% O! D9 C8 n
1 f% ]# A' w! K由于输出有LC谐振,在谐振点相位变动很剧烈,会很快接近180度,所以需要用3型补偿放大器来提升相位.其零,极点放置原则是这样的,在原点有一极点来提升低频增益,在双极点处放置两个零点,这样在谐振点的相位为-90 (-90) 45 45=-90.在输出电容的ESR处放一极点,来抵消ESR的影响,在RHZ处放一极点来抵消RHZ引起的高频增益上升./ G1 H E9 P1 p0 h. o3 v
z4 A" m$ K. \: w- K
( G# @0 D7 w C9 F! D! U+ ^; v9 p w- J$ V1 I8 P, }0 h( w
元件数值计算,为方便我们把3型补偿的图在重画一下.
& b# p7 H" x8 k8 M( X
" h) A2 J4 l, r5 v& j# j
1 x5 G' x+ c8 H6 S; K# W" M& ]$ w" W
. y6 \- l# D* E1 Y
5 k! R# u$ A. U% t+ J, y0 o6 ?
) Q1 B8 h; }% a
* t6 A! i, ]. E; B7 G蓝色为功率部分,绿色为补偿部分,红色为整个开环增益. l+ d& F5 h- w7 Z. i) d$ t0 w
* P7 j2 S: ?: k5 V8 B; `4 R' n
如果相位裕量不够时,可适当把两个零点位置提前,也可把第一可极点位置放后一点.7 x: w# o8 ]4 @
$ R2 ]: X# J( ~# R" d+ d- Q
同样假设光耦CTR=1,如果用CTR大的光耦,或加有其他放大时,如同时用IC的内部运放,只需要在波得图上加一个直流增益后,再设计补偿部分即可.这时要求把IC内部运放配置为比例放大器,如果再在内部运放加补偿,就稍微麻烦一点,在图上再加一条补偿线结束.
7 g7 K! H1 `8 @5 V+ k: N
1 h0 J# M; W, P& Q& R我想大家看完后即使不会计算,出问题时也应该知道改哪里. + V7 U. `8 ~% X( e
5 x) t; N/ c/ }- T0 U3 Z' x |
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/1 
发表于 2021-5-11 10:06
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