本帖最后由 criterion 于 2015-3-8 16:42 编辑
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R" J7 W1 P* T5 ]$ y0 Z, QACLR肯定是受输出功率影响啊! Q, R3 n* t0 y% p6 }9 \
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1. 当你输出功率太大 会使PA操作在饱和区 产生非线性效应/ ^) w; t4 \ K! r$ g
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而非线性效应，会衍生许多噪声，例如 DCOffset，谐波，以及IMD(InterModulation)，如下图 :3 }2 R, r7 U% b5 v; N! |
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而三阶的IMD，即IMD3，其带宽会是讯号的三倍 因此会使两旁频谱上涨( i, N* n) E% v
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而IMD3 又牵扯到IIP3 IIP3越大 其产生的IMD3就越小 所以简单讲 ACLR就是TX电路IMD3的产物 测ACLR 等于是在测你TX电路端的IIP3 4 w7 I! z- ]# ]; |" m1 M
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4 @. H: q$ }: { u; d# Q$ Y由上式可知 如果输入功率小 使PA操作在线性区 或是这颗PA的IIP3够大 那么ACLR就可以压低
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2. 另外 厂商多半会有PA的Load pull图 1 ~0 p' L& e" q' b
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由上图可知 ACLR跟耗电流是Trade-off 这是因为PA的线性度与效率 是反比的 你ACLR要低 那就是IIP3要高 线性度要好 因此效率就低 耗电流就大 反之 你要耗电流小 那就是牺牲线性度 ACLR就会差 所以一般而言 调PA的Load-pull时 多半就是调到最常用的50奥姆 以兼顾ACLR跟耗电流
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3. WCDMA的TX是BPSK调变 非恒包络 因此其PA须靠Back-off 来维持线性度 当然 Back-off越多 线性度越好(但耗电流也越大)
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而WCDMA的方块图如下
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PA输出端的Loss 例如ASM,Duplexer, Matching, 走线的InsertionLoss 统称为PostLoss 如果你要达成TargetPower(例如23.5dBm) 一旦PostLoss越大 意味着你PA的输出功率就越大 如下式跟下图 :
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如果PA输出功率打越大 那就是Back-off越少 越接近饱和点 当然其线性度也越差 其ACLR会跟着劣化, M/ C& Q8 U0 h4 S. ^3 ^" h
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由上图可知 PA的input 同时也是DA(Driver Amplifier)的Load-pull 如果PAinput的阻抗 离50奥姆太远 亦即此时DA的线性度不够好 ACLR就差 加上PA是最大的非线性贡献者 如果PAinput的ACLR已经很差 那么PA out的ACLR 只会更差 一般而言 一线品牌大厂，其PA输出端 正负5MHz的ACLR， 都要求至少-40 dBc，9 v* S5 c% f2 Q. j) t
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# C: |' W6 R2 R$ {" l7 {9 G亦即表示PAinput的ACLR 至少要小于-50 dBc (由于DA的输出功率 远小于PA输出功率 因此ACLR也会来得较低 再次证明ACLR与输出功率有关)
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5. LO Leakage跟DA产生的2倍谐波，有可能会在PA内部，产生IMD3 进而使ACLR劣化。
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所以若在PA前端，先用SAW Filter把2倍谐波砍掉， 可降低其IMD3 进一步改善ACLR。 ) s4 Z3 h) j" Q j# W+ {# k
' o6 Z# j* j0 M. Y! |: r( `7 p! P而若滤波器的陡峭度越好，则越能抑制带外噪声， 因此理论上，使用BAW的ACLR，会比使用SAW来得好。
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) k4 z' ]* m7 [: `/ E2 _而FBAR的带外噪声抑制能力 又会比BAW来得好
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当然，有些平台，在PA前端，是没加SAW Filter的。
. j; {! l, |" R. e 而拿掉SAW Filter之后，其ACLR也不会比较差。
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这是为什么呢? 其实由以上分析可以知道，7 ^, Y( h* ~( e: K: W) A
PA前端的SAW Filter，之所以能改善ACLR， 主要原因是抑制Transceiver所产生的Outband Noise(包含谐波)。6 _: n$ I& a( Y% a5 _
换言之，倘若Transceiver的线性度够好，所产生的Outband Noise很小， 其实PA前端是可以不用加SAW Filter的， ! Z, C @+ z, b9 C
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但要注意 虽然PA前端的SAW Filter可抑制带外噪声，改善ACLR， 但若其PA输入端SAW Filter的Insertion Loss过大 意味着DA需打出更大的输出功率 以符合PA的输入范围 (若低于下限 则无法驱动PA) 如下式 :
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而不管是PA, 还是DA, 若输出功率越大，则ACLR越差， 如下图 :
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( D: ?. s3 B2 V若DA输出功率大 使得PA输入端的ACLR差 那么PA输出的ACLR 肯定只会更差 当然 若用FBAR 既可抑制带外噪声 Insertion Loss又小 是个风险低的方案 但成本不低
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6. 由下图可知 Vcc越小 其ACLR越差
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这是因为 放大器在闸极与汲极之间，会存在一个既有的寄生电容，又称为米勒电容， 即Cgd, 如下图 :
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而当电压极低时，其Cgd会变大。
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上式是Cgd的容抗，当Cgd变大时，则容抗会变小，
9 @3 y. a; p; r% R因此部分输入讯号，
" M6 d% F4 Z! N4 d. C0 {会直接透过Cgd，由闸极穿透到汲极，即上图中的Feedthrough现象，导致输出讯号有严重的失真
3 C% o' ^0 C7 f简单讲 低压会让PA线性度变差
1 I( }+ W& X$ C因此若Vcc走线太长或太细 会有IR Drop 使得真正灌入PA的Vcc变小! K V4 N7 l1 e3 `8 v# `
那么ACLR就会差5 W( D& m, Q) G' R: ^
当然 除了PA电源 收发器的电源也很重要5 Z( `" A3 W6 n: D7 Z
否则若DA的电源因IR Drop而变小 使得PA输入端的ACLR变差
/ `' x) u8 ^% B+ U: J那PA输出端的ACLR 只会更差$ d" @& |# x* S( l0 h$ Y( L
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$ |9 H" o% m( @6 K8 e5 |! f: x" R* b3 [4 q: V# W
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7. 在校正时 常会利用所谓的预失真 来提升线性度 2 u: d9 u5 o0 O* ]& N
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而由下图可知 做完预失真后 其ACLR明显改善许多 (因为提升了PA的线性度)
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( X5 N, Q% G/ y% P9 N" R
5 i9 E; i5 @# L j6 c; S& F- R/ e因此当ACLR差时 不仿先重新校正一下5 y" U: z$ N5 R5 w
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8. 一般而言 PA电源 是来自DC-DC Converter 其功率电感与Decoupling电容关系如下 : 2 o& a( {9 S0 s) C. ]/ k
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由于DC-DC Converter的SwitchingNoise 会与RF主频产生IMD2 座落在主频两侧
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\& E' a7 u! U! d& P0 [1 i虽然IMD2的频率点 只会落在主频左右两旁1MHz之处 理论上不会影响正负5MHz的ACLR 但因为一般而言 DC-DC Converter的Switching Noise 其带宽都很宽 大概10MHz 因此上述IMD2的带宽 分别为5MHz与15MHz (WCDMA主频频宽为5 MHz) 换言之 上述的IMD2 是很宽带的Noise 故会影响左右两旁正负5MHz的ACLR G& ?" r7 C, E/ q! f. B
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U+ O% Q& }2 s, S/ [因此 如果能有效抑制DC-DC Converter的Switching Noise 便可抑制其IMD2,进一步改善ACLR 故可利用磁珠或电感 来抑制DC-DC Converter的Switching Noise 如下图 :
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: u% m1 ]/ C% l( y+ f6 t我们作以下6个实验 ; k. Z/ S' o9 ^* W
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就假设DC-DCSwitching Noise为1MHz 我们可以看到 在Case2, Case3, Case4 其1MHz的InsertionLoss都变大 这表示在DC-DC与PA的稳压电容之间 插入电感或磁珠 对于Switching Noise 确实有抑制作用 而由下图可知 其WCDMA的ACLR 也跟着改善 由于Case3的InsertionLoss最大 因此Case 3的ACLR也确实改善最大 + K+ r7 j% C0 d3 \) v# S
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9. 承第8点 DC-DCConverter的稳压电容 与PA的稳压电容 绝不可共地 因为该共地 对DC-DC Switching Noise而言 是低阻抗路径 若共地 则DC-DC Switching Noise 会避开磁珠或电感 直接灌入PA 产生IMD2 导致ACLR劣化 换言之 共地会使第8点的磁珠或电感 完全无抑制作用
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而功率电感, 磁珠或电感的内阻 也不宜过大 否则会产生IR Drop 使PA线性度下降 ACLR劣化 x4 T3 D0 \7 j `; C8 Z
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因此总结一下 ACLR劣化时 可以注意的8个方向
1 O$ o7 j, O. Z) a1. PA输出功率 2. PA Load-pull 3. PA Post Loss 4. PA的输入阻抗 5. PA输入端的SAW Filter 6. Vcc的IR Drop 7. 校正 8. DC-DC converter Switching Noise : t7 s4 g) C0 k4 N
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