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本帖最后由 紫菁 于 2017-9-29 14:34 编辑
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6 i5 {0 \% F) T3 A8 t1. 当你输出功率太大 会使PA操作在饱和区 产生非线性效应 6 z7 Q% ^9 l7 R1 a! J7 P
+ q: _; o! V- p
9 m6 }; T, b- c# w0 K# }: |
而非线性效应，会衍生许多噪声，例如 DCOffset，谐波，以及IMD(InterModulation)，如下图 :
- R1 b. G% }2 Q3 E" I
( ]) E* S; X- j( Q* }. m U
而三阶的IMD，即IMD3，其带宽会是讯号的三倍 因此会使两旁频谱上涨
8 e0 d9 b( I6 T* R1 k- H: v+ G
+ @0 y) a/ b& `+ s A! Z0 t w/ k. H
而IMD3 又牵扯到IIP3 IIP3越大 其产生的IMD3就越小 所以简单讲 ACLR就是TX电路IMD3的产物 测ACLR 等于是在测你TX电路端的IIP3
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. u4 r2 R1 R4 p% T9 y2 k# L) c- e
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由上式可知 如果输入功率小 使PA操作在线性区 或是这颗PA的IIP3够大 那么ACLR就可以压低4 R" D/ e+ H3 |3 Y0 r( Z
3 V9 i: m% t* v9 D* e$ J
; H. j( d! Z$ E 2. 另外 厂商多半会有PA的Load pull图 ' d/ a& _' \, S* p( v3 R, {
# r& s8 Q2 P( F
* O1 }8 Y* ^ a; E) v
+ _3 b3 _* E; E' k$ w
由上图可知 ACLR跟耗电流是Trade-off 这是因为PA的线性度与效率 是反比的 你ACLR要低 那就是IIP3要高 线性度要好 因此效率就低 耗电流就大 反之 你要耗电流小 那就是牺牲线性度 ACLR就会差 所以一般而言 调PA的Load-pull时 多半就是调到最常用的50奥姆 以兼顾ACLR跟耗电流
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3 q F5 P: w3 r7 \# G
3. WCDMA的TX是BPSK调变 非恒包络 因此其PA须靠Back-off 来维持线性度 当然 Back-off越多 线性度越好(但耗电流也越大)
0 u L4 B: T) E9 p( r; T 当然，有些平台，在PA前端，是没加SAW Filter的。
8 N, N2 P' \9 c! [ 而拿掉SAW Filter之后，其ACLR也不会比较差。
7 Z: K, T$ j4 M- D: q6 M, j
$ N+ I U- i9 z2 X
7 `' [. B% h, `( A& a! R4 r
这是为什么呢?
, z+ m# R& \6 K% | 其实由以上分析可以知道，PA前端的SAW Filter，之所以能改善ACLR，7 ] K: i% V. V2 P. l. L: {9 X Z
主要原因是抑制Transceiver所产生的Outband Noise(包含谐波)。) T6 B5 \$ ]* A* Q$ N7 v5 Y5 k
换言之，倘若Transceiver的线性度够好，所产生的Outband Noise很小， 其实PA前端是可以不用加SAW Filter的， i0 l! V* {( {8 j' a
, c2 ~! ~# N1 j
但要注意 虽然PA前端的SAW Filter可抑制带外噪声，改善ACLR， 但若其PA输入端SAW Filter的Insertion Loss过大 意味着DA需打出更大的输出功率 以符合PA的输入范围 (若低于下限 则无法驱动PA) 如下式 :
5 a; F. d3 v5 I- A
" k" i) c! y' g1 V
% k+ h+ x O5 s+ \
而不管是PA, 还是DA, 若输出功率越大，则ACLR越差， 如下图 :
+ p$ {& X- v& L+ J
% o3 K2 n( z, ]1 y& L
若DA输出功率大 使得PA输入端的ACLR差 那么PA输出的ACLR 肯定只会更差 当然 若用FBAR 既可抑制带外噪声 Insertion Loss又小 是个风险低的方案 但成本不低
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0 p0 w0 w0 r, U5 w
- r7 m( X$ l% ^8 h. r) ^! E* ]
6. 由下图可知 Vcc越小 其ACLR越差
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) [4 n+ O. n' ]3 M$ T. `; e
这是因为 放大器在闸极与汲极之间，会存在一个既有的寄生电容， 又称为米勒电容，即Cgd, 如下图 :
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) l$ r. J8 x: ?0 o* [( l
而当电压极低时，其Cgd会变大。
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, q, I# B/ t9 F7 g* h
$ f1 l6 T$ v0 D+ J3 G
上式是Cgd的容抗， 当Cgd变大时，则容抗会变小， 因此部分输入讯号，会直接透过Cgd，由闸极穿透到汲极，即上图中的Feedthrough现象， 导致输出讯号有严重的失真 简单讲 低压会让PA线性度变差 因此若Vcc走线太长或太细 会有IR Drop 使得真正灌入PA的Vcc变小 那么ACLR就会差 当然 除了PA电源 收发器的电源也很重要 否则若DA的电源因IR Drop而变小 使得PA输入端的ACLR变差 那PA输出端的ACLR 只会更差
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2 B' I8 R5 |7 G( C2 R% m 7. 在校正时 常会利用所谓的预失真 来提升线性度
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3 {% t% C' F( ]3 Y# w$ w
而由下图可知 做完预失真后 其ACLR明显改善许多 (因为提升了PA的线性度)
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因此当ACLR差时 不仿先重新校正一下* ]% L0 G J& m; L! Y
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+ T/ O/ Q; Q1 |5 d( S* u 8. 一般而言 PA电源 是来自DC-DC Converter 其功率电感与Decoupling电容关系如下 : " V( I! s8 k6 f
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由于DC-DCConverter的SwitchingNoise 会与RF主频产生IMD2 座落在主频两侧 . a7 j& n1 `/ S2 Z% j- D0 X9 m8 K
/ P5 [& L' N0 f/ C$ E! ~8 u
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虽然IMD2的频率点 只会落在主频左右两旁1MHz之处 理论上不会影响正负5MHz的ACLR 但因为一般而言 DC-DC Converter的Switching Noise 其带宽都很宽 大概10MHz 因此上述IMD2的带宽 分别为5MHz与15MHz (WCDMA主频频宽为5 MHz) 换言之 上述的IMD2 是很宽带的Noise 故会影响左右两旁正负5MHz的ACLR 因此 如果能有效抑制DC-DC Converter的Switching Noise 便可抑制其IMD2,进一步改善ACLR 故可利用磁珠或电感 来抑制DC-DC Converter的Switching Noise 如下图 :
U/ `9 u5 l( r9 m/ N$ k- G% L
9 Q! @2 i- l. c; P; N
我们作以下6个实验
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- B4 r9 n1 W4 g, Y! `
/ Q3 A7 n- N2 z" I0 L6 `% {
就假设DC-DCSwitching Noise为1MHz 我们可以看到 在Case2, Case3, Case4 其1MHz的InsertionLoss都变大 这表示在DC-DC与PA的稳压电容之间 插入电感或磁珠 对于Switching Noise 确实有抑制作用 而由下图可知 其WCDMA的ACLR 也跟着改善 由于Case3的InsertionLoss最大 因此Case 3的ACLR也确实改善最大
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9. 承第8点 DC-DCConverter的稳压电容 与PA的稳压电容 绝不可共地 因为该共地 对DC-DC Switching Noise而言 是低阻抗路径 若共地 则DC-DC Switching Noise 会避开磁珠或电感 直接灌入PA 产生IMD2 导致ACLR劣化 换言之 共地会使第8点的磁珠或电感 完全无抑制作用 * ~8 k* k% s' @; J8 j
而功率电感, 磁珠或电感的内阻 也不宜过大 否则会产生IR Drop 使PA线性度下降 ACLR劣化8 f$ K8 s( R/ u0 l( j1 V- u
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3 x. {2 r4 y" I 因此总结一下 ACLR劣化时 可以注意的8个方向 1. PA输出功率 2. PA Load-pull 3. PA Post Loss 4. PA的输入阻抗 5. PA输入端的SAW Filter 6. Vcc的IR Drop 7. 校正 8. DC-DC converter Switching Noise
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发表于 2015-3-8 16:55
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发表于 2019-10-14 09:07
