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离线式反激转换器 (off-line flyback converter) 的反馈控制 2

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工作点与极零点变化 举一个常规的应用例子来说明：一个反激转换器，输入电压范围为90V 到360V，负载范为为0到3A，输出电压为12V。并有着下列的电路参数 : LP = 1.1mH, NP : NS = n = 7.7, CO = 1360μF, RESR = 30 mΩ, RS = 0.56Ω, fS = 65kHz, Se = 3.46 x 104 V/sec, GFB = 0.3333。(其中 Se 与GFB 必须由控制IC提供)根据反激转换器的工作原理[4]，在常规的设计里，高输入电压与轻载状态总是让转换器倾向于非连续导通模式；反之，低输入电压与重载的条件下，转换器会走向连续导通模式。其间存在着一条所谓 CCM与DCM 的边界曲线，如图四所示，在曲线上方为CCM 工作模式，曲线下方为DCM 工作模示。(3)式就是代表这条曲线的方程式。 图四、CCM 与DCM 边界曲线 4 A) v( C7 O8 ~1 A2 Z+ m, l不同工作点的零极点变化 表一为范例中的直流增益以及零极点位置的计算结果。图五为输入电压与负载电流变化的波德示意图。可以看出，当低输入电压与高负载时，增益曲线较低；反之，高输入电压与轻载时，增益曲线较高。这个事实关系到如何选择工作点作为反馈设计的基准，很显然，低输入电压与重载条件做为反馈设计点是比较恰当的。也就是说在这样的条件下，如果拥有足够的相位裕量，通常也能延伸到其他工作点有着更好的相对稳定裕量。 表一、不同工作点的直流增益与零极点位置 , o* H! Z6 _! c/ N VIN (V) 90 180 * `+ @/ M" f! K$ f, }8 h/ s 270 + ^# }) e; V  q$ w3 p( P 360 * a$ G: Y% |! U& }. f3 H 90 ( ?9 `  Z2 O" o7 Z 90 90 - j  K1 L& Q& t" b0 L; I( Z, G 360 3 B2 B, C8 R7 y3 P& N 360 360 ; q, z; |1 P9 O) s( v IO (A) ' [& h" r, ~. c) |0 ] 3.0 3.0 . a% d# t7 C& x8 P5 y 3.0 ; q: G5 |9 F" A) E: |" G 3.0 3.0 0 g" z3 E7 e8 C' X+ x% }2 v 2.0 1.0 % J/ Q) z$ M) }4 z! A" M! ? 3.0 4 G/ [0 L2 Y' c% j$ }. N" E) ` 2.0 1.0 Mode CCM ' |* a) F' L) f4 Z! I2 {  p( ]. Z CCM CCM   I: k7 k% ^3 z8 `, @3 j DCM CCM CCM 7 e% `- i; u% p) u  k% ^5 O( X DCM DCM : _. R- _+ e( @3 P0 R+ K DCM % {( }0 h9 M/ V1 O DCM + K# s5 q6 Q2 S* t G0 (dB) 13.1 # _) e/ V9 Z; _$ G6 |5 t! [0 U 16.5 17.0 17.1 13.1 # H5 m) I) `& L. w3 k1 a9 \ 15.6 17.0 17.1 18.8 21.8 6 `/ I. z( ~, i, j fP1 (Hz) * I5 t' @9 |) C" p  ? 59.0 53.0 57.0 $ K! S5 ^$ {4 T& T# L1 \ 58.5 59.0 7 |4 s, w- x; p) u* \6 A& V 44.0 19.5 58.5 # U# t" M0 K, } 39.0 19.5 fP2 (Hz) : M  E0 j& P7 L4 ` NA NA NA * L9 H6 G, d3 u  N( _9 t 21.7k 5 ?( T, F0 A0 y+ X! A/ S- \: z4 k NA NA 25k ! Z. {2 j, Y/ ^: \+ i) q9 U 21.7k 32.6k 0 F7 D( Q) c9 T3 u& l* C* B 65k fZ1 (Hz) 1 @9 V0 c! e+ `( f- x" L 3.9k 9 g9 w& B' v7 |9 j1 [8 ] 3.9k / F) `5 `  i' C1 ? 3.9k , h8 ^5 o- S; j' b3 p0 F1 U 3.9k 5 _$ L) E1 I) c3 {/ d8 R" ] 3.9k ( A3 J2 `. E) P% y 3.9k 3.9k , a) r1 S4 A7 u! L 3.9k $ m1 U2 u) t4 j 3.9k - ?4 n$ _- l. ]7 ]$ {. q$ n. W 3.9k fZ2 (Hz) $ h8 j8 c7 T. |! b7 a# n% N3 { 16.5k 44.2k 75k " o8 O% S; E$ b7 l+ s 106k 16.5k 9 U, i9 Q0 P+ P. m- f2 u 24.7k 49.5k 4 ]/ K- |7 T0 ?% g 106k 160k : y! d- @* ?0 J2 i1 R; @* Y" M% b8 d 319k ) [/ t' o* C1 _- m& r, L - b) p: D5 k+ Q 8 J2 D* Z: l2 W8 R图五、改变工作点的增益曲线变化 ( m# R* k/ C' @) D: t; E" o三、反馈补偿电路设计从前面的分析得知，不同的操作点有着不同的零极点位置以及不同的低频直流增益，所以存在着许多设计补偿电路的方法。基本上一个Type II 的补偿器 (一个零频率的极点，随着一个低频零点以及一个极点) 最适合做此类的补偿。如果用一个低频零点来补偿功律电路的低频极点，同时利用高频极点来补偿ESR零点，这样将容易获得较好的相位裕量。利用补偿器的中频段增益来设定适当的交越频率，系统将有相当好的稳定度。 $ M, @) \7 N/ H4 c一种简单实用的方法便是先设定好一个“目标回路增益”(target loop gain)为： 这样的回路增益在波德图上就是一条 -20dB/dec 斜率的直线，如图六，在低频直流部分有着极高(相当于补偿器的开路增益)的增益，所以整个电路的直流稳态电压调整率理论值可为零。同时，其交越频率fC为 因为斜率近似 -20dB/dec，所以在交越频率有着近90° 的相位裕量。对一个离线的反激转换器而言，交越频率设计在低压输入满载时工作点为800Hz到3kHz为最恰当 (以65kHz 开关频率而言)。 ' ~1 c* ]* [5 @ 图六、功率电路转移函数曲线(红色)与目标回路增益(蓝色) 5 ?. F* G! [- I4 q9 v设计步骤 6 B; j8 {% h1 h有了以上的了解与认知后，很自然的一般补偿器设计的方法就可以应用了，现将这些步骤整理如下: # C4 s: Q/ Y9 H1 L( i  l  O- g1.选择低压输入与满载做为补偿电路设计基准的功率电路。如前所述，采用这个工作点设计的补偿器可以延伸涵盖到其他工作点，并且有更好的相位裕量。 2.设定交越频率 fC，其回路增益波德图为 -20dB/dec 斜率。越高的交越频率，虽然代表着更快的瞬时响应，但是别忘了反激转换器固有的右半平面零点问题，这个零点无法用传统的极点补偿，所以交越频率必须远低于这个零点位置。实务上，离线反激转换器的交越频率多半设计在3kHz以下。 2 I- t- }9 Y7 |1 _9 U2 M3.定义一个两极点、一零点的补偿电路，并设定补偿电路的零点为功率电路的低频极点；设定补偿电路的高频极点为功率电路的ESR零点。利用一组Type II 的补偿电路，恰可以结合功率电路的转移函数，成为目标回路增益。 4.根据功率电路在fC 的增益，算出补偿器的中频增益。 5.同时，相位裕量可以先预估。 $ i# O( H: W# S0 T0 H/ I9 o0 f6.补偿电路的转换函数可以确定了：   J& M" g! p1 e* J  [" x2 C* D' m ' X1 D/ m" `3 }( {( U也就是说 (6) 式的 A、ωcp1 與 ωcz1 都可以计算出来了。 补偿电路的实现 1 C* x: }$ j5 ^$ J- t1.选用最广泛使用的TL431与光耦合器架构，如图七。实现Type II 补偿器的电路结构有许多种，不在此讨论，仅提供最常用结合TL431与光耦的常规Type II电路计算与说明。 $ R  k! J# S7 J1 e- \- V$ T6 P/ V # ?! k4 M, b/ ]* ~3 @! J图七、实现反馈补偿的电路结构

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helendcany

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