数控多相交错式DC/DC降压系统解决方案

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数控多相交错式DC/DC降压系统解决方案

引言
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4 m8 {( G$ X. F) X0 h! E! ?% D当前的处理器、图像及存储系统均使用多相电源解决方案。这些多相解决方案可提供一个极高开关频率转换器的响应及调节性能，同时以一个更加适度的频率上单独地进行开关。对单通道降压转换器而言，它们还可以提供比实际更高的输出电流。
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多相电源的优势来自于相位交错，0通过以统一的时间间隔进行相位交错（例如：在一款三相交错转换器中以120°的时间间隔进行交错），其本身单个相位固有的输出纹波被其他相位降至平均水平，从而总体输出纹波就被降低了。这样使用更低的脉宽调制开关频率，就可以实现给定输出纹波设计的目标，与此同时通过降低开关损耗提高了效率。
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( F( U+ t; ]/ y: b" ~* ^* h1 r管理多相电源系统存在一些其自身特有的问题，包括轻负载效率和系统冗余的切相（phase shedding），以及系统寿命的相位电流平衡。在传统模拟电源中实施这些功能会比较困难，然而使用一个数字控制器则可以很轻松地完成这些任务。
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解决方案
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) G3 Q. K* g6 r* i8 ~' I3 f这种系统由多达6个交错式同步降压转换器组成，这些转换器均由一个单微处理器控制，如图1所示。


6 |2 T! g: k/ J3 n图1数控多相交错式同步降压

' J" k3 s, L6 ^' s; @& n# YTI推出的32位TMS320F2806数字信号控制器（DSC）运行在100 MHz频率下，并且以电源应用为目标。在本例中，其在软件中实施电压模式控制，该软件使用一个在PWM开关频率上进行采样的单通道2极点2零点数字补偿器。随后产生的占空比值将被传给每一个降压相（所有为实现相位平衡所作的占空比调节除外）。通过使用片上12位模数转换器（ADC）获得系统输出电压反馈。MOSFET温度在整个ADC中均为可用，以实现监控的目的，并且片上内部集成电路（I2C）端口提供了对PMBus？通信的支持。针对同步降压应用专门设计了一款UCD7230栅极驱动器，从而提供了采用TI TrueDrive？输出架构的双通道4-A MOSFET驱动器、周期性电流限制以及一个内置低失调、高增益、差分电流传感放大器。

7 \5 m0 W" w$ Y3 k4 L3 T! W切相和增相

/ ]( W' w- Z1 c& d. \6 X切相提供了一种提高电源效率和可靠性的方法。在轻负载条件下，动态地减少运行相位的数量通常会带来效率的提高。当负载需求增加时，一个切相可以被重新激活。类似地，通过重新平衡各剩余相位之间的交错，切除一个失效的相位或者一个运行在边界状态以外的相位，有助于维持系统的性能。在那些需要极高可靠性的应用中，一个备用相位可以被带上线以取代失效的相位，也就是N+1冗余设计。不考虑切除一个相位的原因，剩余相位（或者在N+1冗余设计中增加相位）的交错角应该重新调整，以维持最佳性能。例如，从一个三相120°交错式转换器中切除一个相位就应该将两个相位分离隔开180°。

/ l  ^, A2 x8 j& H( l% u4 N6 b; zTMS320F2806控制器的PWM元件均支持软件同步及相位控制。每一个PWM输出均具有一个相位同步寄存器，它将其计数值与首个PWM输出的计数值发生偏移。这就允许所有交错式降压相位的相位角不仅仅可以在系统初始化期间被静态地配置，而且还可以在系统运行期间被动态地重新调整。
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( e- C: x& c# E: ~- q  s- j1 w图2a显示了一款120°交错式（条件：10V输入、2V输出、3A负载及300 kHz PWM开关）PWM结构的三相交错式降压转换器的示波器屏幕采集图。示波器通道1至3显示的是单个相位电压，而通道4显示的是交错式输出电压（所有示波器通道均为AC耦合）。通过所有运行中的三个相位，可以得出该输出纹波为4.9 mV（输出电压的0.25%）。在没有调整两个剩余相位（见图2b）角的情况下，切除相位2会引起输出纹波增加86%，即为9.1 mV.为了获得180°交错（见图2c），对两个剩余相位进行软件调整以后，该纹波减少至7.9 mV.在仍然比初始值大的同时（因为一个两相位系统无法获得如一个三相系统一样的低纹波），其比未被调整的剩余相位角提高了13%.


0 e# c, n6 V8 z& T* K$ ]% h6 N4 m图2a三相交错式同步降压输出

图2b在120°交错时，切除相位2，保留相位1和相位3
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3 S, `6 l, {! a$ Y( l) @0 Y图2c对相位1和相位3进行调整以实现180°交错
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相位电流平衡
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为了最佳化电源组件可靠性和使用寿命，使多相系统中的每一个相位都等量地分担电源负荷是值得的。由于电源开关和电感的组件间的不同，以及电路板布局和散热的非对称性，因此流经相位的电流是不一样的。基本平衡方法包括测量相位电流，以及对每一个相位要求的PWM占空比进行单独地调节，以对电流进行平衡。电流非均衡动态十分缓慢，因而平衡环路的采样率可以较低，差不多可以是几十分之几秒，甚至是几秒。因此，微处理器上额外的计算负担可以被忽略不计。为了减少传感器噪声的影响，对平衡环路速率电流读取进行过采样，并随着时间的变化平均每一个相位的电流测量。简单低增益完整行为“仅”控制算法通常被用于关闭平衡环路。在使用平均相位电流作为参考的每一个环路反复过程中，可以在每一个相位上执行平衡。另一种方法是，有时只有将在那个时刻测量出的最高和最低电流相位彼此平衡，才能达到相位电流平衡。无论使用哪一种方法，所有相位电流最终都将汇聚到相同值上。
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PWM精度是进行相位电流平衡时通常会碰到的一个问题。将一个10V输入看作是由一个100 MHz PWM时钟的300 kHz PWM驱动的2V输出同步降压转换器。该降压输出上的PWM精度将会是30 mV，或者等同于2V输出的1.5%.一般而言，相比达到相位平衡和避免平衡控制环路极限循环期（limit cycling）所需要的较好占空比调节，这样的粒度将会大一个甚至是两个数量级。F2806控制器为这一问题提供了一种解决方案，并且别具一格地增强了PWM模块的高精度。这种高精度PWM提供了~150 ps的边缘定位。这就相当于为上述降压实例提供0.45 mV的输出精度，或者0.02%的2V输出。这种解决方案可提供高精度以及较好的相位电流平衡功能。

8 Y6 |. a+ U8 l: R: {结论
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4 S' I) V# j" j本案例引入了一款数字电源解决方案，其具有多相同步降压转换器的优点，同时可以运用数字方法关闭电压控制环路，并且对不同负载和散热条件下的相位进行管理，以获得最佳电源性能。

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