看看通用RF器件的邻道泄漏比(ACLR)来源

Diabloa

看看通用RF器件的邻道泄漏比(ACLR)来源

摘要：任何通用的RF器件,不论是混频器、放大器、隔离器或其它器件，其邻道泄漏比(ACLR)都受器件三阶互调失真(IM3)的影响。可推导出器件的IM3与三阶输出交调截点(OIP3)之间的关系。本文介绍了估算ACLR的公式推导，ACLR是IM3的函数。

ACLR/IMD模型为了了解RF器件的ACLR来源可以对宽带载波频谱进行模拟，相当于独立的CW副载波集合。每个副载波都会携带一部分总的载波功率。下图所示就是这样一个模型，连续RF载波由四个单独的CW副载波模拟，每个副载波的功率为总载波功率的四分之一。副载波以相同的间隔均匀地分布于整个载波带宽内。
& @; o8 _1 i# }9 b6 `7 ^

图1. 宽带载波信号的副载波模型

! e1 @6 @0 C: K! g图1中的绿线从左到右分别是副载波1、2、3和4。如果我们只考察左边的两个副载波(1和2)，可以考虑RF器件中的任意IMD3失真引起的三阶IMD分量。三阶失真表现为这两个副载波两侧的低电平副载波，两个“绿色”副载波左边的第一个“红色”失真分量是这两个副载波的IMD3失真结果。
4 {; T3 Q2 V( O& z7 [2 t  f# Y8 i/ K
( C. [- `) z( |+ ~- T( S来自副载波1和3的IMD3分量在与载波1间距相同的频率处具有IMD3失真分量。这在载波频谱的左边产生第二个“红色” IM分量。同样，来自副载波1和4的IMD3生成的失真分量距离载波边缘更远。
$ F1 E, S& V. J2 I+ k! Y- r' B/ G* E
注意这里还存在其它的IMD分量。副载波2和4产生的IM3分量直接叠加在副载波1和2产生的IMD分量上。这一累加效应会使距离RF载波边缘较近的IMD分量的幅值比距离RF载波边缘较远的IMD分量高，产生ACLR失真频谱中的“肩”特性。Leffel1发表的一篇论文详细描述了来自多个副载波的IMD分量的这种累加。
* p4 ?* p% i7 Y  t- c& T7 Y- ^
这种方法可以定量地预测单独的IMD3失真分量的实际电平。通过增加模型中所使用的单独的副载波的数量可以增加模型的精度2。多个宽带载波的ACLR性能与该模型中的ACLR非常像，模型中每个单独的宽带载波占据总的宽带载波带宽的一部分。在宽带载波的相邻部分，邻近最后一个载波的单载波的ACLR处于IMD3引起的失真响应的高肩位置。这导致多载波情形的ACLR比单载波系统的ACLR差得多。再次说明，这一结果可以量化后用以精确预测单宽带载波或多宽带载波的ACLR性能。这种基本方法只通过OIP3参数来预测RF器件的ACLR性能。基本关系器件的三阶互调分量和三阶交调截点之间的关系如下所示：
* E5 T) O% N  K* {
# E5 v6 `$ v. g0 H6 A9 z5 j! x% uIMD3 = (3 x Pm) - (2 x OIP3)

其中，
Pm = 双音测试例子中的每个单音功率
/ D& P& {! S4 D3 DIMD3 = 三阶IM3，以dBm为单位，表示绝对功率
OIP3 = 三阶交调截点，表示绝对功率
1 z6 U+ X$ x. F; h4 g+ w
为了方便，可将该公式重写为相对IMD3，即与功率电平(P)有关的IM3性能。

IMD3 = 2 x (Pm - OIP3)

- F% Y9 b% i& m3 Q2 J其中，
) o+ x  H& @4 X5 U6 ?
0 n  `- v: c/ a' z: N, C( A7 [Pm = 双音测试例子中的每个单音功率
IMD3 = 三阶IM3，以dBc为单位，表示相对功率
OIP3 = 三阶交调截点，表示绝对功率

例1以总输出功率(Ptot)为+30dBm，OIP3为+45dBm的功率放大器(PA)为例。这样一个PA的相对IMD3可利用上述公式推导得出。但是，IM3双音测试中每个单音的输出功率比PA的总输出功率低3dB，即每个单音+27dBm。所以利用这些值来计算该PA的IMD3：

Ptot = +30dBm (PA的总输出功率)
% G+ E, |: I1 @. \1 r; oPm = (+30dBm - 3dB) = +27dBm每个单音
OIP3 = +45dBm
5 e/ b. G! L: ?
IMD3 = 2 x (27 - 45) = -36dBcACLR与IMD3的关系宽带载波的ACLR通过一个校正因数与双音IMD3性能相关。该校正的存在是由于IMD3性能造成了ACLR性能恶化。这种恶化来源于由扩频载波的频谱密度组成的各种互调分量的影响。ACLR与IMD3的有效关系如下所示：

ACLRn = IMD3 + Cn

$ A9 O0 e( p/ q3 M% k) v8 d2 w9 M" i其中Cn如下表所示：
% k, d# r0 w/ h. Q5 h0 t$ M: P( w

No. of Carriers	1	2	3	4	9
CorrecTIon Cn (dB)	+3	+9	+11	+12	+13

我们可以将IMD3和ACLRn的上述关系式合并为一个统一的表达式，由RF器件的基本性能参数来推导多个扩频载波的ACLR。
6 T" r6 \! V  y  l: H4 n8 z1 B
; W* X, g' }3 q4 \$ D' s- k$ aACLRn = (2 x [(P - 3) - (OIP3)]) + (Cn)

其中，

; [/ E, m* L+ H: V) @Ptot = 所有载波的总输出功率，以dBm为单位
OIP3 = 器件的OIP3，以dBm为单位
3 j8 ?: A0 \. ]ACLRn = "n"载波的ACLR，以dBc为单位
Cn = 上述表中的值
1 M$ ^7 {% {* p# P$ V$ s
例2重复上述例子，现假设功率放大器必须产生四个载波，功率均为250mW，总输出功率为1W。

% A7 T9 \. Y5 h2 I, FP/载波 = +24dBm
Ptot = +30dBm，总功率
OIP3 = +45dBm

! S- Y) e5 b/ u8 V* ^5 k- b1 qACLRn = 2 x ((30 - 3) - (45)) + 12
& U; S% \  Z% q& X, H  W: w- ^ACLRn = -36dBc + 12dB
ACLRn = -24dBc
7 U1 H  }" z- V2 k5 J! w# \# |" X
重新整理该公式可推导出要得到期望的ACLR所需的OIP3。重新改写后的公式如下：
% x6 r- n8 T$ T/ N+ k
OIP3 = 0.5 x ([2 x (P - 3)] - [ACLRn] + [Cn])
8 l/ }7 `% p0 b/ y% ]% G
9 O  ^' `/ Z5 ^; O其中，
: c8 M) C- W' ^6 q  j% ~4 y- U
3 U" K% R/ V+ @. MP = 所有载波的总输出功率，以dBm为单位
OIP3 = 器件的OIP3，以dBm为单位
8 M* i: }  p1 T; nACLRn = "n"载波的ACLR，以dBc为单位
Cn = 上述表中的值

例3重复上述例子，现假设该功率放大器的四载波ACLR期望值是-50dBc。

P/载波 = +24dBm
9 j: h! `# y+ ^" q* J! h! QPtot = +30dBm，总功率
9 n2 W1 X* X) PACLRn = -50dBc

OIP3 = 0.5 x ([2 x (30 - 3)] - [-45] + [12])
OIP3 = +55.5dBm结论通用RF器件的载波功率电平、OIP3指标和单载波/多载波ACLR性能之间的关系已推导得出。该关系适用于性能受三阶失真分量影响的RF器件。包括许多通用的RF器件，但是驱动不能太接近饱和电平。通过观察，该模型对ACLR的预测精度接近±2dB。

4 I9 `' I( g$ Q9 L( }
+ `6 |% r  D$ ~/ H3 B# A
! J# x+ C5 d3 e9 Z/ a8 l
7 z- y( w/ G  W! f

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