看看通用RF器件的邻道泄漏比(ACLR)来源

Diabloa

看看通用RF器件的邻道泄漏比(ACLR)来源

$ |4 Z: \3 M6 ~摘要：任何通用的RF器件,不论是混频器、放大器、隔离器或其它器件，其邻道泄漏比(ACLR)都受器件三阶互调失真(IM3)的影响。可推导出器件的IM3与三阶输出交调截点(OIP3)之间的关系。本文介绍了估算ACLR的公式推导，ACLR是IM3的函数。
9 u7 J' D6 n6 D4 s: e. {1 r
ACLR/IMD模型为了了解RF器件的ACLR来源可以对宽带载波频谱进行模拟，相当于独立的CW副载波集合。每个副载波都会携带一部分总的载波功率。下图所示就是这样一个模型，连续RF载波由四个单独的CW副载波模拟，每个副载波的功率为总载波功率的四分之一。副载波以相同的间隔均匀地分布于整个载波带宽内。
1 P- F9 X- d$ Y
4 i- n4 t/ l3 q5 u* M/ `5 P

图1. 宽带载波信号的副载波模型

9 s0 c+ v! \" s* H  K  J
( f! |" [8 J5 m- L. Z图1中的绿线从左到右分别是副载波1、2、3和4。如果我们只考察左边的两个副载波(1和2)，可以考虑RF器件中的任意IMD3失真引起的三阶IMD分量。三阶失真表现为这两个副载波两侧的低电平副载波，两个“绿色”副载波左边的第一个“红色”失真分量是这两个副载波的IMD3失真结果。

8 C" d/ V6 o$ v. w5 S$ J来自副载波1和3的IMD3分量在与载波1间距相同的频率处具有IMD3失真分量。这在载波频谱的左边产生第二个“红色” IM分量。同样，来自副载波1和4的IMD3生成的失真分量距离载波边缘更远。

注意这里还存在其它的IMD分量。副载波2和4产生的IM3分量直接叠加在副载波1和2产生的IMD分量上。这一累加效应会使距离RF载波边缘较近的IMD分量的幅值比距离RF载波边缘较远的IMD分量高，产生ACLR失真频谱中的“肩”特性。Leffel1发表的一篇论文详细描述了来自多个副载波的IMD分量的这种累加。
+ D2 m% Z( F4 S
这种方法可以定量地预测单独的IMD3失真分量的实际电平。通过增加模型中所使用的单独的副载波的数量可以增加模型的精度2。多个宽带载波的ACLR性能与该模型中的ACLR非常像，模型中每个单独的宽带载波占据总的宽带载波带宽的一部分。在宽带载波的相邻部分，邻近最后一个载波的单载波的ACLR处于IMD3引起的失真响应的高肩位置。这导致多载波情形的ACLR比单载波系统的ACLR差得多。再次说明，这一结果可以量化后用以精确预测单宽带载波或多宽带载波的ACLR性能。这种基本方法只通过OIP3参数来预测RF器件的ACLR性能。基本关系器件的三阶互调分量和三阶交调截点之间的关系如下所示：
" j4 V1 M) B) f4 t' x. `$ l3 F
0 f: J- Z/ f% l% v1 QIMD3 = (3 x Pm) - (2 x OIP3)

其中，
Pm = 双音测试例子中的每个单音功率
IMD3 = 三阶IM3，以dBm为单位，表示绝对功率
OIP3 = 三阶交调截点，表示绝对功率
7 e! E4 P0 S0 ?& J8 D8 D
为了方便，可将该公式重写为相对IMD3，即与功率电平(P)有关的IM3性能。
2 }+ ^: a  t/ b5 S; V
IMD3 = 2 x (Pm - OIP3)
8 \1 y: v9 d  X* v) F1 D4 ?" Z
其中，
. g" G; \7 J/ c; ]; Z, V
& A1 l( @- c" o9 I! O/ B5 PPm = 双音测试例子中的每个单音功率
IMD3 = 三阶IM3，以dBc为单位，表示相对功率
OIP3 = 三阶交调截点，表示绝对功率
% G4 N- E9 V4 n/ X  I
$ \! [7 p' I! l& F. H- l  b9 `

例1以总输出功率(Ptot)为+30dBm，OIP3为+45dBm的功率放大器(PA)为例。这样一个PA的相对IMD3可利用上述公式推导得出。但是，IM3双音测试中每个单音的输出功率比PA的总输出功率低3dB，即每个单音+27dBm。所以利用这些值来计算该PA的IMD3：

Ptot = +30dBm (PA的总输出功率)
- o/ M+ ^! }$ ~" sPm = (+30dBm - 3dB) = +27dBm每个单音
" ~: {1 s; q) ~: p1 }; HOIP3 = +45dBm

0 ]! J! b5 ~+ _. V% }IMD3 = 2 x (27 - 45) = -36dBcACLR与IMD3的关系宽带载波的ACLR通过一个校正因数与双音IMD3性能相关。该校正的存在是由于IMD3性能造成了ACLR性能恶化。这种恶化来源于由扩频载波的频谱密度组成的各种互调分量的影响。ACLR与IMD3的有效关系如下所示：

! Y5 [6 C3 Q5 u: ~ACLRn = IMD3 + Cn
- G+ ]$ Z% T$ ~/ Z' u- {5 m
7 F7 _6 `! E; A: |' f- D其中Cn如下表所示：

; g" T0 E6 C3 f2 F* }  d  |, U

No. of Carriers	1	2	3	4	9
CorrecTIon Cn (dB)	+3	+9	+11	+12	+13

我们可以将IMD3和ACLRn的上述关系式合并为一个统一的表达式，由RF器件的基本性能参数来推导多个扩频载波的ACLR。
, w5 G& T7 R" n2 u5 k2 [
1 i, p# A+ G) |5 G4 n0 oACLRn = (2 x [(P - 3) - (OIP3)]) + (Cn)
) t# Z: Z! ]2 w$ L  b4 y
% c) v" M9 R: }" b, Y其中，

Ptot = 所有载波的总输出功率，以dBm为单位
- d0 _, F  F( X. S3 }OIP3 = 器件的OIP3，以dBm为单位
, i. r! d4 @- K5 S# P/ S, p  fACLRn = "n"载波的ACLR，以dBc为单位
Cn = 上述表中的值

例2重复上述例子，现假设功率放大器必须产生四个载波，功率均为250mW，总输出功率为1W。

P/载波 = +24dBm
' {1 W: g7 o& B) ]' m6 BPtot = +30dBm，总功率
OIP3 = +45dBm
* X  ]6 V5 y2 |5 P, b) ~5 p* p
  N" G& [1 T- Z( k% |( jACLRn = 2 x ((30 - 3) - (45)) + 12
ACLRn = -36dBc + 12dB
ACLRn = -24dBc

重新整理该公式可推导出要得到期望的ACLR所需的OIP3。重新改写后的公式如下：
# e3 [! p0 [6 h; g7 Q
& M/ o$ E7 {$ r* n& l; |OIP3 = 0.5 x ([2 x (P - 3)] - [ACLRn] + [Cn])
! R4 j# B- R7 {1 M2 D! v
其中，

- h  K/ ?# m: HP = 所有载波的总输出功率，以dBm为单位
! c- ^- {2 K% M3 [- d  jOIP3 = 器件的OIP3，以dBm为单位
ACLRn = "n"载波的ACLR，以dBc为单位
  P! p" w& }6 X1 ?& {) a/ J* UCn = 上述表中的值
+ y! Y& c0 ]% G. y
7 D, e' ?8 N& g7 s例3重复上述例子，现假设该功率放大器的四载波ACLR期望值是-50dBc。
0 T: h- W8 v, ?4 z1 n
( S& I" N" V9 K9 B, j  C1 JP/载波 = +24dBm
5 [2 _. a7 ^$ J, q! f  ?Ptot = +30dBm，总功率
5 _( l% J3 C% h. l4 Z: ZACLRn = -50dBc

# y$ s* p6 K9 B) ^OIP3 = 0.5 x ([2 x (30 - 3)] - [-45] + [12])
OIP3 = +55.5dBm结论通用RF器件的载波功率电平、OIP3指标和单载波/多载波ACLR性能之间的关系已推导得出。该关系适用于性能受三阶失真分量影响的RF器件。包括许多通用的RF器件，但是驱动不能太接近饱和电平。通过观察，该模型对ACLR的预测精度接近±2dB。
( }* P6 Q" `% H  ~* N4 N


7 S+ C8 e# b0 N8 R5 @
1 D% l" P; L1 J: a
- W' j1 l! e6 E$ ?

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