中心议题：9 I2 b% U1 F, V
* 反激式开关电源的共模传导干扰的产生和传播机理, g9 b5 p0 I' } Z# c ?- T
* 隔离变压器的EMC设计3 I& U! N' h7 W, g& Y3 k9 A) D
解决方案：
9 `1 Y4 L- D8 U9 t/ J( g7 C * 噪声电压活跃节点相位平衡法
对于带变压器拓扑结构的开关电源来说，变压器的
电磁兼容性(EMC)设计对整个开关电源的EMC水平影响较大。本文以一款反激式开关电源为例，阐述了其传 导共模干扰的产生、传播机理。根据噪声活跃节点平衡的思想，提出了一种新的变压器EMC设计方法。通过实验验证，与传统的设计方法相比，该方法对传导电磁 干扰(EMI)的抑制能力更强，且能降低变压器的制作成本和工艺复杂程度。本方法同样适用于其他形式的带变压器拓扑结构的开关电源。
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随着功率半导体器件技术的发展，开关电源高功率体积比和高效率的特性使得其在现代军事、工业和商业等各级别的仪器设备中得到广泛应用，并且随着时钟频率的 不断提高，设备的电磁兼容性(EMC)问题引起人们的广泛关注。EMC设计已成为开关电源开发设计中必不可少的重要环节。
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& k% q* X: o6 w) C传导电磁干扰(EMI)噪声的抑制必须在产品开发初期就加以考虑。通常情况下，加装电源线滤波器是抑制传导EMI的必要措施。但是，仅仅依靠电源输入端的 滤波器来抑制干扰往往会导致滤波器中元件的电感量增加和电容量增大。而电感量的增加使体积增加;电容量的增大受到漏电流安全标准的限制。电路中的其他部分 如果设计恰当也可以完成与滤波器相似的工作。本文提出了变压器的噪声活跃节点相位干燥绕法，这种设计方法不仅能减少电源线滤波器的体积，还能降低成本。
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& X; r+ G" U, G. d) E) J9 v6 ~* F1 反激式开关电源的共模传导干扰
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% f' m; S3 z2 u, X& p& ?! q7 X电子设备的传导噪声干扰指的是：设备在与供电电网连接工作时以噪声电流的形式通过电源线传导到公共电网环境中去的电磁干扰。传导干扰分 为共模干扰与差模干扰两种。共模干扰电流在零线与相线上的相位相等;差模干扰电流在零线与相线上的相位相反。差模干扰对总体传导干扰的贡献较小，且主要集 中在噪声频谱低频端，较容易抑制;共模干扰对传导干扰的贡献较大，且主要处在噪声频谱的中频和高频频段。对共模传导干扰的抑制是电子设备传导EMC设计中 的难点，也是最主要的任务。
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! {& ^ P Z7 e, \反激式开关电源的电路中存在一些电压剧变的节点。和电路中其他电势相对稳定的节点不同，这些节点的电压包含高强度的高频成分。这些电压变化十分活跃的节点 称为噪声活跃节点。噪声活跃节点是开关电源电路中的共模传导干扰源，它作用于电路中的对地杂散电容就产生共模噪声电流M 。而电路中对EMI影响较大的对地杂散电容有：功率开关管的漏极对地的寄生电容Cde，变压器的主边绕组对副边绕组的寄生电容Cpa，变压器的副边回路对 地的寄生电容Cae，变压器主、副边绕组对磁芯的寄生电容Cpc、Cac以及变压器磁芯对地的寄生电容Cce，这些寄生电容在电路中的分布如图1所示。
图l中的共模电流， 在电路中的耦合途径主要有3条：从噪声源—— 功率开关管的d极通过C耦合到地;从噪声源通过c。 耦合到变压器次级电路，再通过C 耦合到地;从变压器的前、次级线圈通过C?C 耦合到变压器磁芯，再通过C 耦合到地。这3种电流是构成共模噪声电流(图1中的黑色箭头所示)的主要因素。共模电流通过电源线输入端的地线回流，从而被LISN取样测量得到。: Z2 o6 o! d6 } \
+ W& o( p- E) Z X8 M2 隔离变压器的EMC设计
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2.1 传统变压器EMC设计0 i# c: z# V0 o, Q0 c: ?$ a: J
3 w$ k& z z" g& E3 H共模噪声的耦合除了通过场效应管d极对地这条途径外，开关管d极的噪声电压通过变压器的寄生电容将噪声电流耦合到变压器副边绕组所在的回路，再通过次级回 路对地的寄生电容耦合到地也是共模电流产生的途径。因此设法减小从变压器主边绕组传递到副边绕组间的共模电流是一种有效的EMC设计方法。传统的变压器 EMC设计方法是在两绕组间添加隔离层，如图2所示。
金属隔离层直接连接地线的设计会增大共模噪声电流，使EMC性能变差。隔离层应该是电路中电位稳定的节点，比如将图2中的隔离层连接到电路前级的负极就是一个很好的接法。这样的连接能把原本流向大地的共模电流有效分流，从而大大降低电源线的传导噪声发射水平。& ?: T/ i) N* e# P, u! [+ e
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2.2 节点相位平衡法
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在电路中，噪声电压活跃节点并不是单一的。以本文分析的电路为例：除功率开关管的d极外，变压器前级绕组的另一端U 也是一个噪声电压活跃节点，而且节点电压的变化方向与场管的d极电压情况相反。所以变压器次级绕组的两端是相位相反的噪声电压活跃节点。图3所示的是采用 节点相位平衡法后，变压器骨架上的线圈分布情况。
变压器骨架最内层是前级绕组线圈的一半，与功率开关管的d极相连;中间层的线圈是次级绕组;最外层是前级绕组的另一半，与节点U. 相连。由于噪声电流主要通过前后级线圈层之间的寄生电容耦合，把前、后级线圈方向相反的噪声活跃节点成对地绕在内外层相对位置就能使大部分的噪声电流相互 抵消，大大降低了最终耦合到次级的噪声电流的强度。
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/ `+ R/ ~- ?' z7 q+ c V本文讨论的电路中还存在前级电路和次级电路的辅助电源，它们也是由绕在变压器上的独立线圈提供能量的。这两级辅助线圈的存在给噪声电流的传播提供了额外的 途径。辅助线圈是为了控制电路的供电设计的。尽管控制电路本身的功率很小，但它们的存在却增大了电路对地的寄生电容，从而分担了一部分把共模噪声从活跃节 点耦合到地的工作。然而把这些绕组夹在前级线圈和次级线圈的绕组中间就能增大前后级绕组的距离，从而它们的层间寄生电容就减小了，噪声电流就能相应减小。 因此，变压器绕制的最终方法应如图4所示。从内到外的线圈绕组依次是：前级绕组的一半、辅助绕组的一半、后级绕组、辅助绕组的另一半和前级绕组的另一半。
3 实验部分 U4 `/ l1 b# _" x% c$ I$ u
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变压器改进绕法对开关电源的传导EMC性能提高的有效性可以通过实验得到验证。
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3.1 实验方法
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实验按照文献[43中的电压法进行。频段范围为0.15～30 MHz;频谱分析仪的检波方式为准峰值检波;测量带宽为9 kHz;频谱横轴(频率)取对数形式;噪声信号的单位为dB/~Vl5j! U H$ v+ U7 K5 R/ G9 N1 q: O
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3.2 实验结果7 T/ m1 e+ g) {' Y- Y. g# O7 T
! ]6 T. G" C4 D# e0 J图5为变压器设计改进前后实验样品的传导噪声频谱对比。
图5中的上下两条平行折线分别为国际无线电干扰特别委员会(简称CISPR)颁布的CISPR22标准中b级要求的准峰值检波限值和平均值检波限 值;而曲线为开关电源的传导噪声频谱。从实验结果可以看出：与传统方法相比，新方法有着更出色的对共模噪声电流的抑制能力，尤其在中频1～ 5MHz的频段。在较低频段，电源线上的传导干扰主要是差模电流引起的;而在中高频段，共模电流起主要作用。而本文提出的方法对共模电流的抑制较强，实验 和理论是相符合的。在10 MHz以上的频段，主要由电路中的其他寄生参数决定EMC性能，与变压器关系不大。/ N0 g% x+ }+ }6 @# r
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4 结束语
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开关电源电路中的噪声活跃节点是电路中的共模噪声源。要降低开关电源的传导干扰水平，实际上是减小共模电流强度、增大噪声源的对地阻抗。在传统的隔离式EMC设计中，隔离层连接到电路中电位稳定的节点上(如：变压器前级的负极)要比直接连到地线对EMI干扰的抑制更有效。
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{2 V. D. O' D* R) k2 G开关电源电路中的噪声活跃节点通常都是成对存在的，这些成对节点之间的相位相反，利用这一特点活跃节点相位平衡绕法对EMI抑制的有效性高于传统的隔离式设计。由于不需要添加隔离金属层，变压器的体积与成本都能被有效减小或降低。
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发表于 2019-1-14 08:00
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